Sıfır zorlamalı ön kodlama - Zero-forcing precoding

Sıfır zorlama (veya sıfır yönlendirme) ön kodlama, çok antenli bir vericinin çok kullanıcılı bir MIMO kablosuz iletişim sisteminde çok kullanıcılı girişimi boşa çıkarabildiği bir uzamsal sinyal işleme yöntemidir. Kanal durum bilgisi vericide mükemmel bir şekilde bilindiğinde, sıfır zorlamalı ön kodlayıcı, Moore-Penrose sözde ters Kanal matrisinin.

Matematiksel açıklama

Bir çoklu anten uydu-yer bağı sisteminde, bir ${ displaystyle N_ {t}}$ anten erişim noktasını iletmek ve ${ displaystyle K}$ tek alıcı anten kullanıcıları, ${ displaystyle K leq N_ {t}}$ , kullanıcının alınan sinyali ${ displaystyle k}$ olarak tanımlanmaktadır

{ displaystyle y_ {k} = mathbf {h} _ {k} ^ {T} mathbf {x} + n_ {k}, quad k = 1,2, ldots, K}

nerede ${ displaystyle mathbf {x} = sum _ {i = 1} ^ {K} { sqrt {P_ {i}}} s_ {i} mathbf {w} _ {i}}$ ... ${ displaystyle N_ {t} times 1}$ iletilen sembollerin vektörü, ${ displaystyle n_ {k}}$ gürültü sinyali ${ displaystyle mathbf {h} _ {k}}$ ... ${ displaystyle N_ {t} times 1}$ kanal vektörü ve ${ displaystyle mathbf {w} _ {i}}$ biraz ${ displaystyle N_ {t} times 1}$ doğrusal ön kodlama vektörü. Buraya ${ displaystyle ( cdot) ^ {T}}$ matris devrik ${ displaystyle { sqrt {P_ {i}}}}$ iletim gücünün kareköküdür ve ${ displaystyle s_ {i}}$ sıfır ortalama ve varyanslı mesaj sinyalidir ${ displaystyle mathbf {E} (| s_ {i} | ^ {2}) = 1}$ .

Yukarıdaki sinyal modeli, şu şekilde daha kompakt bir şekilde yeniden yazılabilir:

{ displaystyle mathbf {y} = mathbf {H} ^ {T} mathbf {W} mathbf {D} mathbf {s} + mathbf {n}.}

nerede

{ displaystyle mathbf {y}}

...

{ displaystyle K times 1}

alınan sinyal vektörü,

{ displaystyle mathbf {H} = [ mathbf {h} _ {1}, ldots, mathbf {h} _ {K}]}

dır-dir

{ displaystyle N_ {t} times K}

kanal matrisi,

{ displaystyle mathbf {W} = [ mathbf {w} _ {1}, ldots, mathbf {w} _ {K}]}

...

{ displaystyle N_ {t} times K}

ön kodlama matrisi,

{ displaystyle mathbf {D} = mathrm {diag} ({ sqrt {P_ {1}}}, ldots, { sqrt {P_ {K}}}}}

bir

{ displaystyle K times K}

çapraz güç matrisi ve

{ displaystyle mathbf {s} = [s_ {1}, ldots, s_ {K}] ^ {T}}

...

{ displaystyle K times 1}

sinyal iletin.

Bir sıfır zorlamalı ön kodlayıcı bir ön kodlayıcı olarak tanımlanır, burada ${ displaystyle mathbf {w} _ {i}}$ kullanıcı için tasarlanmıştır ${ displaystyle i}$ her kanal vektörüne ortogonaldir ${ displaystyle mathbf {h} _ {j}}$ kullanıcılarla ilişkili ${ displaystyle j}$ nerede ${ displaystyle j neq i}$ . Yani,

{ displaystyle mathbf {w} _ {i} perp mathbf {h} _ {j} quad mathrm {if} quad i neq j.}

Böylece, bir kullanıcı için kastedilen sinyalin neden olduğu parazit, sıfır zorlamalı ön kodlayıcı aracılığıyla kullanıcıların geri kalanı için etkili bir şekilde geçersiz kılınmaktadır.

Sıfır zorlamalı ön kodlayıcı tarafından üretilen her ışının diğer tüm kullanıcı kanalı vektörlerine ortogonal olması gerçeğinden, alınan sinyal şu şekilde yeniden yazılabilir:

{ displaystyle y_ {k} = mathbf {h} _ {k} ^ {T} sum _ {i = 1} ^ {K} { sqrt {P_ {i}}} s_ {i} mathbf { w} _ {i} + n_ {k} = mathbf {h} _ {k} ^ {T} mathbf {w} _ {k} { sqrt {P_ {i}}} s_ {k} + n_ {k}, quad k = 1,2, ldots, K}

Ortogonalite koşulu matris formunda şu şekilde ifade edilebilir:

{ displaystyle mathbf {H} ^ {T} mathbf {W} = mathbf {Q}}

nerede ${ displaystyle mathbf {Q}}$ biraz ${ displaystyle K times K}$ Diyagonal matris. Tipik, ${ displaystyle mathbf {Q}}$ kimlik matrisi olarak seçilir. Bu yapar ${ displaystyle mathbf {W}}$ doğru Moore-Penrose sözde ters nın-nin ${ displaystyle mathbf {H} ^ {T}}$ veren

{ displaystyle mathbf {W} = sol ( mathbf {H} ^ {T} sağ) ^ {+} = mathbf {H} ( mathbf {H} ^ {T} mathbf {H}) ^ {- 1}}

Bu sıfır zorlayıcı ön kodlayıcı tasarımı göz önüne alındığında, her bir kullanıcıya alınan sinyal, aşağıdaki şekilde birbirinden ayrıştırılır.

{ displaystyle y_ {k} = { sqrt {P_ {k}}} s_ {k} + n_ {k}, quad k = 1,2, ldots, K.}

Geri bildirim miktarını belirleyin

Mükemmel geri bildirim ile sıfır zorlama ve sınırlı geri bildirim ile en azından belirli bir verim performans boşluğunu korumak için gereken geri bildirim kaynağı miktarını ölçün, yani,

{ displaystyle Delta R = R_ {ZF} -R_ {FB} leq log _ {2} g}

.

Jindal, gerekli geri besleme bitlerinin bir mekansal olarak ilintisiz kanal, aşağı bağlantı kanalının SNR'sine göre ölçeklenmelidir.^[1]

{ displaystyle B = (M-1) log _ {2} rho _ {b, m} - (M-1) log _ {2} (g-1)}

nerede M verici antenlerin sayısı ve ${ displaystyle rho _ {b, m}}$ aşağı bağlantı kanalının SNR'sidir.

Geri beslemek için B yukarı bağlantı kanalı olsa da, yukarı bağlantı kanalının verim performansı "B" ye eşit veya daha büyük olmalıdır

{ displaystyle b_ {FB} log _ {2} (1+ rho _ {FB}) geq B}

nerede ${ displaystyle b = Omega _ {FB} T_ {FB}}$ Geri besleme frekansı kaynağı ile frekans geçici kaynağı çarpılarak oluşan geri besleme kaynağıdır ve ${ displaystyle rho _ {FB}}$ geri besleme kanalının SNR'sidir. Ardından, tatmin etmek için gerekli geri bildirim kaynağı ${ displaystyle Delta R leq log _ {2} g}$ dır-dir

{ displaystyle b_ {FB} geq { frac {B} { log _ {2} (1+ rho _ {FB})}} = { frac {(M-1) log _ {2} rho _ {b, m} - (M-1) log _ {2} (g-1)} { log _ {2} (1+ rho _ {FB})}}}

.

Geri besleme bitleri durumundan farklı olarak, gerekli geri besleme kaynağının hem aşağı bağlantı hem de yukarı bağlantı kanal koşullarının bir fonksiyonu olduğuna dikkat edin. Yukarı-bağlantı kanal durumu geri besleme bağlantısının kapasitesini, yani birim frekans bandı (Hz) başına bit / saniye (Hz) belirlediğinden, yukarı-bağlantı kanal durumunun geri besleme kaynağının hesaplanmasına dahil edilmesi mantıklıdır. Aşağı bağlantı ve yukarı bağlantı SNR'sinin orantılı olduğu bir durumu düşünün ${ displaystyle rho _ {b, m} / rho _ {FB}) = C_ {yukarı, dn}}$ sabittir ve her iki SNR de yeterince yüksektir. Ardından, geri bildirim kaynağı yalnızca verici antenlerin sayısıyla orantılı olacaktır.

{ displaystyle b_ {FB, min} ^ {*} = lim _ { rho _ {FB} ila infty} { frac {(M-1) log _ {2} rho _ {b, m} - (M-1) log _ {2} (g-1)} { log _ {2} (1+ rho _ {FB})}} = M-1}

.

Yukarıdaki denklemden geri bildirim kaynağının ( ${ displaystyle b_ {FB}}$ ) geri besleme bitlerinin durumu ile hemen hemen çelişen aşağı bağlantı kanalının SNR'sine göre ölçeklendirmek gerekli değildir. Dolayısıyla, tüm sistematik analizin her indirgenmiş durumdan kaynaklanan gerçekleri tersine çevirebileceğini görüyoruz.

Verim

Verici aşağı bağlantıyı biliyorsa kanal durum bilgisi (CSI) mükemmel bir şekilde, ZF ön kodlama, kullanıcı sayısı büyük olduğunda neredeyse sistem kapasitesine ulaşabilir. Öte yandan, sınırlı kanal durum bilgisi vericide (CSIT), ZF-ön kodlamanın performansı, CSIT doğruluğuna bağlı olarak azalır. ZF ön kodlama, tam çoğullama kazancını elde etmek için sinyal-gürültü oranına (SNR) göre önemli geri besleme ek yükü gerektirir.^[1] Hatalı CSIT, kalan çok kullanıcılı girişimler nedeniyle önemli verim kaybına neden olur. Kusurlu CSIT tarafından üretilen kirişlerle boş bırakılamadığı için çok kullanıcılı girişimler kalır.

Ayrıca bakınız

Referanslar

^ ^a ^b N. Jindal (Kasım 2006). "Sonlu Oran Geri Beslemeli MIMO Yayın Kanalları". Bilgi Teorisi Üzerine IEEE İşlemleri. 52 (11): 5045–5059. arXiv:cs / 0603065. doi:10.1109 / TIT.2006.883550.

Dış bağlantılar

Schelkunoff Polinom Yöntemi (Null-Steering) www.antenna-theory.com

[Jindal_ZF-1] N. Jindal (Kasım 2006). "Sonlu Oran Geri Beslemeli MIMO Yayın Kanalları". Bilgi Teorisi Üzerine IEEE İşlemleri. 52 (11): 5045–5059. arXiv:cs / 0603065. doi:10.1109 / TIT.2006.883550.

[1]